AMPLIFICATORE elettrico

AMPLIFICATORE elettrico (App. II, 1, p. 164; III, 1, p. 86)

La tecnica degli a. è caratterizzata negli ultimi anni dal sempre più largo impiego dei dispositivi a semiconduttori, che hanno praticamente sostituito i tubi a vuoto a eccezione degli a. di grande potenza od operanti a frequenze molto elevate. Nel campo delle frequenze che vanno fino a qualche GHz, i transistori al silicio sono i più largamente usati. In tale campo di frequenze vengono pure usati i FET e i MOSFET (v. elettronica: Dispositivi elettronici a stato solido, in questa App.): i primi in applicazioni in cui sia richiesta un'elevata impedenza d'ingresso o un guadagno controllabile in tensione, i secondi allorché sia richiesta un'impedenza d'ingresso ancora più elevata o un basso consumo di potenza. A frequenze più elevate trovano impiego sempre più largo i FET al GaAs e i diodi a resistenza negativa, quali i diodi Gunn, IMPATT, TRAPATT.

L'impiego dei dispositivi a semiconduttori ha consentito di costruire a. più affidabili, meno deperibili, di minor peso e ingombro, di minor costo e con minori tensioni di alimentazione rispetto a quelli realizzati con tubi a vuoto. Una spinta decisiva all'impiego dei semiconduttori è venuta in seguito allo sviluppo delle tecniche d'integrazione (v. elettronica: Microelettronica, in questa App.) che consentono la realizzazione di a. come singoli componenti.

Amplificatori per basse e medie frequenze. - Amplificatori a uno stadio. - Com'è noto, la realizzazione circuitale dell'a. deve soddisfare particolari esigenze e varia secondo che si voglia ottenere il massimo trasferimento in potenza, o in tensione, o in corrente del segnale sul carico o dal generatore all'a.: in condizioni ottimali si dice che si è realizzata la condizione di adattamento d'impedenza. I valori dell'impedenza d'ingresso e di uscita dell'a. dipendono in modo notevole dalla configurazione circuitale adottata. È parimenti noto che sono possibili tre diverse configurazioni, a seconda del terminale del dispositivo elettronico che risulta come riferimento comune dei segnali d'ingresso e di uscita: a emettitore comune (CE), a base comune (CB), e a collettore comune (CC) (v. anche transistore, App. III, 11, p. 972). La configurazione in fig. 1, derivata da quella a collettore comune, prende il nome di connessione Darlington. Essa realizza un elevato guadagno di corrente, pari all'incirca al prodotto dei guadagni di corrente ottenibili dai singoli transistori, e quindi anche un valore molto elevato d'impedenza d'ingresso e molto piccolo d'impedenza di uscita.

In uno stadio finale di un a. il parametro principale è la potenza. E però necessario che questo valore non superi il limite oltre il quale si può danneggiare il dispositivo elettronico. Valori troppo elevati di tensione possono, per es., causare fenomeni di rottura (breakdown) delle giunzioni, con passaggio di forti correnti e con modifiche irreversibili della struttura fisica del dispositivo; danni analoghi si possono verificare per un valore eccessivo della temperatura delle giunzioni causato da un valore troppo elevato della potenza dissipata nel dispositivo. Per ridurre l'aumento della temperatura di giunzione si ricorre in genere all'impiego di opportuni sistemi di raffreddamento, quali i dissipatori di calore ad alto rapporto superficie-volume, applicati al contenitore metallico del dispositivo elettronico (alette di raffreddamento).

Amplificatori polistadio. - In fig. 2 è riportato lo schema di un a. a transistori a due stadi, che essendo ad accoppiamento diretto o in continua richiede una maggiore stabilità termica. Infatti, un'eventuale variazione del punto di riposo del primo stadio si ritrova amplificata nel secondo stadio. Un modo per ridurre questo inconveniente è quello d'impiegare come primo stadio un a. differenziale (fig. 3). L'a. differenziale è provvisto di due ingressi, 1 e 1′, e due uscite, 2 e 2′, ed è ottenuto dall'unione di due stadi identici aventi in comune la resistenza di emettitore R_E. Per la simmetria dei due stadi, la differenza ΔV_u = V_u − V_u′ tra i segnali di uscita dipende solo dalla differe11za ΔV_i = V_i − V_i′ dei segnali d'ingresso; inoltre per valori elevati di R_E, anche i singoli segnali di uscita dipendono essenzialmente dalla differenza ΔV_i e quindi risultano praticamente insensibili a effetti termici di tipo simmetrico indotti sui due stadi. Quest'ultima caratteristica rende l'a. differenziale particolarmente adatto come primo stadio di un a. in continua, utilizzando allo scopo uno dei due ingressi, con l'altro a un potenziale fisso (per es. a massa) e prelevando una delle due uscite. Un modo drastico per ridurre gli effetti della variazione del punto di riposo, in un a. polistadio, è quello di realizzare un accoppiamento capacitivo tra i singoli stadi. In fig. 4 è riportato lo schema di un a. ad accoppiamento capacitivo a 3 stadi realizzato a FET. Le singole uscite V_u′ V_u″ e V_u‴ per effetto dei condensatori di accoppiamento C_a, risentono solo delle variazioni sufficientemente rapide delle tensioni sulle resistenze di carico R_c si consegue così il vantaggio di rendere indipendenti tra loro le polarizzazioni dei singoli stadi, unito a quello di depurare il segnale di uscita da eventuali componenti causate da indesiderate variazioni dei punti di riposo. L'accoppiamento capacitivo causa, però, una limitazione verso il basso della banda di frequenza dell'amplificatore.

L'avvento delle tecniche d'integrazione circuitale dei dispositivi a semiconduttori ha reso disponibili dei componenti (circuiti integrati) che realizzano funzioni circuitali complesse pur con dimensioni e costo confrontabili con quelli di un transistore realizzato con tecniche convenzionali (v. elettronica, in questa Appendice). In particolare, gli a. a circuiti integrati monolitici (fig. 5) si sono imposti nel campo delle frequenze che vanno da zero a qualche decina di MHz. La difficoltà di realizzare condensatori di capacità elevata ha fatto sì che spesso, almeno alle frequenze più basse, gli a. del tipo suddetto siano ad accoppiamento diretto, e quindi senza limitazioni inferiori nella banda di frequenze. I problemi che nascono con tale soluzione tecnica, e relativi alle derive di tensione causate dall'intrinseca instabilità termica dei dispositivi a semiconduttori, sono in pratica risolti con l'impiego di stadi differenziali all'ingresso dell'amplificatore. Ciò in quanto le tecniche d'integrazione consentono di realizzare coppie di transistori di caratteristiche altamente simmetriche, e di adottare soluzioni circuitali più complesse atte a garantire una migliore compensazione termica.

Fra gli a. realizzati con tecniche integrate, gli a. operazionali risultano i più largamente impiegati. Ciò è dovuto alla loro notevole versatilità nel realizzare funzioni circuitali di tipo lineare e non lineare, mediante la loro connessione a opportune reti di reazione.

Amplificatori per alte frequenze. - Amplificatori a transistori. - I transistori al silicio possono essere impiegati per a. fino a frequenze di circa 4 GHz; impiegando FET al GaAs si arriva, seppure con potenze limitate, fino a 10 GHz. In fig. 6 è riportato lo schema (senza il circuito di polarizzazione) di un singolo stadio di a. bilanciato per microonde, ove l'uso di accoppiatori direzionali a 3 dB consente di ridurre fortemente i disadattamenti all'ingresso e all'uscita. L'accoppiatore direzionale è un dispositivo a 4 porte, o bocche, che suddivide la potenza del segnale entrante in una bocca, in una proporzione fissa, tra i segnali uscenti da altre due bocche a essa accoppiate; la bocca rimanente risulta completamente disaccoppiata. In un accoppiatore a 3 dB la potenza in ingresso viene suddivisa in due parti uguali tra le due bocche di uscita. Con riferimento alla fig. 6, la bocca 1 è accoppiata con la bocca 2 e 3 ed è disaccoppiata con la bocca 4; per la simmetria della struttura si ricava l'accoppiamento di ciascun'altra bocca. Il segnale all'ingresso dell'a. si suddivide in due parti uguali all'uscita delle bocche 2 e 3; il segnale in quest'ultima bocca risulta però sfasato in ritardo di un quarto di periodo. I due transistori vengono scelti con caratteristiche pressoché identiche e pertanto all'uscita dei transistori (bocche 3′ e 2′) i segnali risultano amplificati e della stessa intensità. Metà della potenza di tali segnali viene dissipata sul carico adattato tramite il quale è chiusa la bocca 4′, mentre le altre metà si sommano, con la stessa relazione di fase, all'uscita della bocca 1′. Eventuali disadattamenti all'ingresso dei due transistori non causano alcun segnale di riflessione all'ingresso dell'a. in quanto i segnali di riflessione entranti nelle bocche 2 e 3 hanno la stessa intensità e quindi dànno contributi uguali ma di segno opposto alla bocca 1.

Amplificatori a resistenza negativa. - Il fenomeno della riflessione può essere utilmente impiegato per realizzare a. utilizzanti diodi a resistenza negativa. Alcuni tipi di diodi, opportunamente polarizzati, nei confronti di segnali d'intensità limitata si comportano come una resistenza negativa, ovvero come una resistenza che invece di dissipare, genera energia. Una volta collegato a una linea di trasmissione un segnale diretto incidente sul diodo genera un segnale riflesso amplificato. In fig. 7 è riportato lo schema di principio di un a. a diodi a circolatore. Il circolatore è un dispositivo a tre o quattro bocche, ognuna delle quali è accoppiata soltanto a una bocca adiacente secondo un prefissato senso di circolazione. Il segnale entrante nella bocca 1 viene trasmesso all'uscita della bocca 2 e incidendo sul diodo genera il segnale di riflessione amplificato che viene trasmesso all'uscita della bocca 3. Un eventuale segnale di riflessione all'uscita non ha alcun effetto sul funzionamento dell'a. in quanto viene dissipato sul carico adattato su cui è chiusa la bocca 4. Il circuito attraverso il quale il diodo è collegato alla bocca 2 ha lo scopo di fornire la corretta polarizzazione del diodo e di ottimizzare il guadagno e la risposta in frequenza dell'amplificatore. I tipi di diodo più comunemente impiegati per realizzare a. a microonde sono il diodo tunnel, il diodo Gunn e il diodo IMPATT. I diodi tunnel vengono impiegati per frequenze comprese tra 300 MHz e 10 GHz, i diodi Gunn per frequenze superiori a 2 GHz e i diodi IMPATT per frequenze superiori a 4 GHz.

Bibl.: Engineering staff of Texas Instrument, Circuit design for audio AM/FM and TV; id., Solide-state communications; id., Transistor circuit design; id., MOSFET in circuit design, New York 1965-70; F. Shea, Circuiti a transistori, Torino 1967; A. Alberighi Quaranta e B. Rispoli, Elettronica, Bologna 1968; H. A. Watson, Microwave semiconductor devices and their circuit applications, New York e Londra 1969; K. Kurokawa, Introduction to the theory of microwave circuit, ivi 1969; B. Mirtes, D. C. amplifiers, Londra 1971; J. Markus, Electronic circuit manual, New York 1971; J. Millman e C. C. Halkias, Dispositivi e circuiti elettronici, Torino 1973; P. E. Gray e C. L. Searle, Principi di elettronica, Milano 1973; C. G. Someda, Onde elettromagnetiche guidate, Bologna 1973; E. R. Hnatek, Applications of linear integrated circuits, New York 1975.